分步解析半桥 LLC 谐振转换器的设计要点

　　有着高功率密度应用中最常用的拓扑结构。之前我们介绍过采用 NCP4390 的谐振谐振转换器工作原理的说明、变压器和谐振网络的设计，以及元件的选择。今天我们将介绍设计程序的前9个步骤并配有设计示例来加以说明，帮助您完成 LLC 谐振转换器的设计。

　　本文介绍了使用图 12 中的电路图作为参考的设计程序，其中谐振电感是用漏感实现的。设计规格如下所示：

　　估计效率 (Eff)：估算功率转换效率，以计算给定最大输出功率下的最大输入功率。根据估计效率，最大输入功率为：

　　尽管 PFC 预调节器会调节输入电压，但它在保持时间内也会下降。所需保持时间内的最小输入电压为：

　　其中 VO.PFC是标称 PFC 输出电压，THLD是保持时间，而 CBLK则是直流链路大容量电容。

　　一旦确定了 LLC 谐振转换器的最小和最大输入电压，我们就能确定 LLC 转换器的最小增益和最大增益。

　　标称输入电压需要最小增益。为了最大限度减小开关频率变化，通常是让 LLC 谐振转换器在谐振频率附近工作。谐振频率下的电压增益为：

　　在保持时间期间，PFC 输出电压（LLC 谐振转换器的输入电压）下降，因此就需要更高的增益来调节输出电压。最大电压增益为：

　　我们可以用一个较小的 m值来获得更高的峰值增益；然而，如果 m值太小，就会导致变压器耦合不佳和效率降低。通常是将 m 值太小设置在 3~7 左右。

　　最大输入电压下的最小增益选择 1.13。然后，能够获得最小输入电压的最大增益为

　　利用步骤−2 中获得的最小增益 (Mmin)，我们大家可以计算变压器匝数比如下：

　　由于 SR 用于输出整流器，对于具有低 RDS.ON的 SR MOSFET，VF假设为 0V。由此，能够获得变压器匝数比为

　　在步骤−2 中选择 m 值后，从图 10 中的峰值增益曲线中读取适当的 Q 值，以获得所需的最大增益。由于峰值增益曲线是使用基波近似生成的，因此谐振下的实际增益要比使用基波近似的预测值高约 10~15%。

　　按照步骤−2 中的计算，Mmax为 1.49。在步骤−2 中，m 值选择 5.69。从图 14 中的峰值增益曲线中，能够获得最大 Q 值为 0.37。

　　由于在低于谐振工作时，基波近似生成的峰值增益要比实际峰值增益低 10~15%，因此咱们进行了 SIMPLIS 仿真以查看实际增益。仿线V 输入可获得所需的最大增益。仿真结果还表明，在标称输入电压和满载条件下的开关频率为 105kHz。

　　图 18 显示了 LLC 谐振转换器中变压器的励磁电流。初级侧绕组为限制最大磁通密度 B

　　），而 Bmax是最大磁通密度摆幅（单位为特斯拉），如图 18 所示。假如没有参考数据，则使用 Bmax= 0.2~0.3 T 来降低磁芯损耗。请注意，公式中出现了由次级侧漏感引起的虚拟增益 MV,（参见图 7）。

　　初级侧和次级侧绕组的线规应根据标称输入电压下的 RMS 电流确定，由下式给出

　　选择 3；Np 选择 28。标称输入电压下，能够获得变压器绕组的 RMS 电流为

　　图 19 显示了不同工作条件下的初级侧电流（谐振电容电流）波形。在选择谐振电容时，应考虑到额定电流，因为会有大量电流流过电容器。在标称输入电压下通过谐振电容的 RMS 电流已在公式 (23) 中获得。

　　通过将 OCP 电平设置为 13A，能够获得标称输入电压和输出过流条件下的最大谐振电容电压为

　　通过将最小频率设置为 65 kHz，能够获得最小输入电压和标称负载条件下的最大谐振电容电压为

　　MOSFET 作为同步整流器。每个 MOSFET 上的传导损耗为 0.47W。输出电容的 RMS 电流为：

　　输出电容并联使用四个 1200 μF 电容。每个电容的额定电流和 ESR 分别为 2.77 ARMS 和 15 mΩ。

　　NCP4390 将检测瞬时开关电流和开关电流的积分，如图 20 所示。由于 NCP4390 位于次级侧，因此要使用电流互感器检测初级侧电流。当 PROUT1 为低电平时，内部复位开关会将 ICS−引脚电压箝位在 0 V。反之，当 PROUT1 为高电平时，ICS 引脚未箝位，积分电容 (C

　　) 由流经 RICS 电阻器的电流进行充电和放电。NCP4390 的应用电路使用 RC 滤波器进行准积分。为了获得准确的积分，电流检测电阻器和电流互感器匝数比的设计应确保 V

　　的振幅在大多数时间都高于 VICS。图 23 显示了准积分电路的误差在 PROUT1 (VCM) 的下降沿如何随 VICS峰值电压与 VSENSE之间的比率而变化。比率越小，积分就越精确。当 V

　　峰值电压与 VCM之间的比率小于 0.5 时，可获得具有可接受误差（约 10%）的准积分。由于正常工作时 VICS峰值电压低于 1.2V，因此我们应选择 RCS1和 RCS2，从而使 VCM高于 2.4V。

　　的峰值电压，让我们看一看 LLC 转换器的理想输入功率。对于半桥LLC 拓扑结构，在将 PROUT1 导通时间定义为 t=0 的情况下，输入功率可由下式表示：

　　的典型值为 1 nF。为了精确积分，我们提议使用 1% 容差的电容。当 V

　　峰值电压与 VCM之间的比率不够小时，请将图 23 中的衰减系数应用于公式 (35)。电流检测电压 (V

　　) 积分的峰值与开关周期中 LLC 谐振转换器的平均输入电流成正比，如图 24 所示。因此，根据对应于输入电流限值阈值的额定功率的百分比，SR 启用/禁用的负载条件被确定为满载条件的百分比。通常，120% 的额定负载条件用于过流跳闸点，SR 分别在 15% 和 7.5% 的额定负载下启用和禁用。如果过流跳闸点的额定负载条件为 140%，SR 将在额定负载的 17.5% 和 8.75% 时启用和禁用。为了在不增加 SR 启用/禁用点的情况下获得更高的过流限制，能够最终靠 ICS 和 5VB 引脚之间的电阻器 RSLP 在 VICS上施加额外的斜率。这项技术通常用于较长保持时间的情况。对于给定的 RSLP，为 ICS 引脚电压额外施加的斜率由下式给出：

　　RCS1 和 RCS2 之间的比率要根据初级侧过流保护 (OCP) 跳闸点来确定，该跳闸点应小于 IPR PK。

　　+ RCS2设置得更高，以便在 VICS上获得理想的积分。由此，我们最终选择 RCS1和 RCS2之和为 230Ω。额定输入电压和满载条件下的初级侧电流峰值由下式给出：

　　和 RCS2分别选择 30 Ω和 200 Ω。这种设计不会对 ICS 引脚施加额外的斜率。