变频器低频特性分析及改善措施

　　1)系统运行在低频区域时，其性能不够理想，主要体现在低频启动时启动转矩小，造成系统启动困难甚至无法启动;

　　2)由于变频器的非线性产生的高次谐波，引起电动机的转矩脉动及电动机发热，并且电动机运行噪声也加大;

　　3)低频稳态运行时，受电网电压波动或系统负载的变化及变频器输出电压波形的畸变，将造成电动机的抖动;

　　4)当变频器距电动机距离较远时，以及高次谐波对控制电路的干扰，极易引起电动机的爬行。

　　由于上述各种现象，严重降低由变频器构成的调速系统的调速特性和动态品质指标，本文对系统的低频机械特性和变频器的低频特性做多元化的分析，提出采取的相应措施，以使系统的低频运行特性得以改善。

　　改变异步电动机定子频率f1，即可平滑地调节电动机的同步转速，但是随着f1 的变化，电动机的机械特性也将发生改变，尤其是在低频区域，根据异步电动机的最大转矩公式

　　在角频率棕1为额定值时，R1可忽略，而在低频时，R1已不能忽略，故在低频区时由于R1上的压降所占的比重增加，将无法维持电磁转矩的恒定，特别是在电网电压变化和负载变化时，系统将出现抖动和爬行。

　　由变频器构成的调速系统，由于变频器的非线性，电动机定子中除了基波电流外，还有各次谐波电流，由于高次谐波的存在，使电动机损耗和感抗增大，减少了cos渍，进而影响输出转矩，并将产生6倍于基波频率的脉动转矩。

　　以电流波形中的5 次、7 次谐波来分析，在三相电动机定子电流中的5 次谐波频率为f5=5f1(f1为基波电流频率)，它在电动机气隙中产生空间负序的磁势和磁场，这个磁场的转速n51 为基波电流所产生磁场的转速n11 的5 倍，并且沿着与基波磁场相反的方向旋转，由于电动机转速一定，并假设接近n11，这样由5 次谐波磁势在转子内感应出6倍于基波频率的转子电流，此电流与气隙基波磁势的合成作用产生6 倍于基波频率的脉动转矩。

　　7次谐波所产生的磁场与基波同相序，但它所产生的旋转磁场转速7 倍于基波旋转磁场的转速，故相应转子电流谐波与气隙主磁场的相对转速也是6 倍于基波频率，也产生一个6 倍于基波频率的脉动转矩。

　　以上两个6 倍于基波频率的脉动转矩一起使电动机的电磁转矩发生脉动，虽然其平均值为零，但脉动转矩使电动机转速不均匀，在低频运行时影响最大。

　　分别设鬃1、鬃2为定子磁链及转子磁链的空间矢量，在稳态准方波(QSW)运行方式时(桥中晶闸管用180毅电角脉冲触发)，鬃1 在输出周期内沿着正六边形的周边运动，鬃2 沿着与六边形同心的圆周运动。在准方波运行方式下鬃1和鬃2运动是连续的，但它们有重大的区别，当矢量鬃2以恒定定子电压角速度棕1 旋转时，矢量鬃1以恒定的线速度沿正六边形周边运行，矢量鬃1 线速度恒定导致其角速度的变化，进而引起鬃1和鬃2的夹角啄变化，除此，当鬃1 沿着六角形轨迹移动时其幅值在某些特定的程度上也有变化。当电动机空载时，由于处于稳态鬃1与鬃2的夹角啄与转矩T在棕1t=0、仔/6、仔/3时为零，而当棕1t屹0、仔/6、仔/3 时，啄不为零，它与上面提到的鬃1幅值变化一起引起低频转矩脉动，其频率为定子电压基波的6倍，当电动机带负载时对应于一个恒定的啄均值，低频转矩脉动将叠加于恒定转矩均值之上。

　　由于系统在低频时受R1上的压降影响，使系统的启动转矩随棕1 下降而减小，为此变频器设有转矩提升功能，该功能能调整低频区域电动机的力矩，使之与负荷配合，增大启动转矩。可选择自动转矩提升或手动转矩提升模式，其原理是提升定子电压也就相应提高了启动转矩，但提升电压设置过高，将导致电流过大引起电动机饱和、过热或过电流跳闸。如1336PLUS系列变频器的转矩提升功能，可自动调整提升电压，以产生所需的电压，可根据预定转矩所需的电流来选择提升电压，转矩提升在控制电流的同时使电动机处于最佳运作时的状态，在选择手动转矩提升时，要结合真实的情况来设定转矩提升值。

　　变频器构成的交流调速系统的低频转矩脉动直接影响系统动态特性，不论是变频器的生产厂商，还是系统集成的工程技术人员，都在致力于改善低频区脉动这一技术问题。如采用磁通控制方式，它不是按照调制正弦波和载波的交点来控制开关器件GTR 的导通和关断，而是始终使异步电动机的磁通接近正弦波，旋转磁场的轨迹是圆形，以此来决定GTR的导通规律。在很低的频率下，保证异步电动机在低速时旋转均匀，从而扩大了变频调速范围，抑制异步电动机的振动和噪声。其圆形旋转磁场的实现，是通过检验测试磁通使控制环节随时判断实际磁通是否超过误差范围，来改变GTR的工作模式，来保证旋转磁场的轨迹呈圆形，以减少转矩脉动。

　　“圆周”的含义是指定子磁链空间矢量鬃1 在高斯平面中沿着一个非常接近于圆周的多边形运动，其以降低电动机脉动转矩为目的来确定电压脉冲的宽度和位置。三相逆变器为全波桥式结构，如其运行在这样一种方式下，当交流输出端(a、b、c)之一在任何时刻接通直流母线(+、-)之一时，剩下的两个交流输出端，应同时接到另一个直流母线(a)中可以明显表示清楚。显然交流输出端接到直流母线 种，这就导致定子电压U1的空间矢量有6 个位置，这6 个位置如图1(b)所示，图1(b)中6 种开/关状态对应着U1的六种位置，图中粗线处于开的位置，投影所产生的瞬时相电压为

　　PWM 形式是一种斩波准方波调制，负载上的相电压由矩形段和零电压段(U1=0 时)组成，在每个电压脉冲时刻，矢量鬃1 以恒定线速度移动，而在零电压段保持静止，然而由于矢量鬃2 以恒定角速度棕1转动，鬃1 和鬃2间的夹角啄就出现了，因此电压斩波是引起高频转矩脉动的根本原因，其频率与输出电压脉冲频率相同。这是PWM 自身所固有的，实际上高频转矩脉动是很难消除的，它总是叠加于低频转矩脉动之上。为消除系统的低频转矩脉动可从以下两种方式开展工作。

　　在电压脉冲中间点的时刻，矢量鬃1、鬃2间的夹角啄在稳态运行时对于所有脉冲应保持恒定，消除由啄变化而产生的对低频转矩(频率为6f1)的影响，在空载情况下啄=0，尽管鬃1 的幅值变化，低频转矩脉动仍然将被完全消除。

　　在恒定负载时，仅仅鬃1幅值的变化就会引起低频转矩脉动，而负载引起鬃2幅值的变化可忽略，因此一定要活得一个比较接近于圆周的鬃1矢量轨迹。

　　圆周PWM 是利用空载矢量鬃1的空间位置来确定电压脉冲的中间点，即晶闸管导通段及零电压段的合理组合，可以产生幅值变化可忽略不计的鬃1，此原理如图1所示，鬃1停止时刻(即零电压段)用黑线标出，确定电压脉冲位置使它们对称，如图中A、B、C 各横坐标(即B、C 旋转后)的中间点，脉冲宽度(即持续时间)与坐标长度相对应，所要求的输出电压波形周期由矢量鬃1沿多边形转一周所需的时间确定。采用此方法在保持输出电压由零到最大值可变的同时，可有效地消除低频转矩脉动。