的理想化操作，并推导出了其设计方程。正如我们在文章末尾讨论的那样，这些方程依赖于负载网络的品质因子（Q）足够高，以确保开关频率下的正弦输出电流。否则，基本设计方程可能没办法产生最佳性能所需的零电压和零导数开关条件。

　　Q的实际范围是3到10，这不足以防止谐波电流流入负载。图1显示了一个基本的E类放大器——为了提供所需的谐波抑制程度，我们应该在其串联谐振电路和负载之间插入一个滤波器。

　　在本文中，我们将学习怎么样确定实现所需谐波抑制所需的滤波器衰减。然而，在咱们进行这些计算之前，我们应该讨论放大器开关波形的频率内容。我们从开关电压开始。

　　图2E类放大器中典型的开关电流（顶部）和电压（底部）波形。图片由Steve Arar提供

　　F.Raab的经典论文“E类调谐功率放大器的理想化操作”计算了开关电压波形的频谱（上图中的Vsw）。在本文中，Raab博士将n次谐波电压分量（Vn）表示为：

　　他的分析得出了图3所示的光谱。请注意，此图中的cn值已归一化为电源电压。换句线E类驱动开关两端的电压频谱。图片由F.Raab提供

　　在最佳的E类放大器中，谐波分量的振幅随1/n2的减小而减小。表1给出了前五个谐波分量的振幅以及分贝增益。

　　表1最佳E类放大器前五个谐波电压分量的振幅。数据由N.O.Sokal提供

　　顺便说一句，失调放大器的谐波分量以1/n的较慢速率减少。这在图3中用虚线表示。

　　负载网络在给定谐波频率下的输入阻抗能够最终靠串联谐振电路在该频率下的电抗来近似。对于图1中的放大器，这对应于L0和C0的串联组合。因此，我们有：

　　其中RL是负载电阻，Csh是分流电容。为了找到Csh，个人会使用以下方程式：

　　在这个方程中，Z1/Zn仅是谐波数（n）和Q因子的函数。该方程表明，至少当n和Q相对较大时，Zn大致与n成比例增加。有关方程4至8的更详细讨论，请参阅n.O.Sokal和F.Raab的论文“E类射频功率放大器的谐波输出和负载耦合网络设计”。

　　对于Q=5的最佳E类放大器，负载电流的二次谐波和三次谐波分别比基波分量低19.85 dB和35.92 dB。无线电发射机的可接受谐波水平将在载波信号以下60dB的范围内。为了达到这些水平，我们应该在加载之前实现额外的过滤。如图4所示。

　　但是额外过滤了多少？在下一节中，我们将确定滤波器必须要提供多少衰减才能将

　　我们的目标是使负载电流（iout）的所有谐波分量比基波分量低至少60 dB。从分贝转换，这在某种程度上预示着负载处的谐波分量应比基波分量低至少1000倍。

　　为了将谐波分量抑制到所需水平，滤波器应在二次谐波处提供比一次谐波更多的衰减。如果滤波器在二次谐波处的电流增益相对于其在基频处的增益为A2，则我们该得到：

　　我们也可以用分贝进行这些计算。在滤波器的输入端，二次谐波比基波低20log（0.1017）=19.85dB。在输出端，二次谐波必须比基波低60dB。因此，二次谐波处的滤波器衰减必须比基频处的衰减至少大40.15dB。从线一致。

　　请注意，对于高次谐波，所需的滤波器衰减较低。这是因为当我们向更高的频率移动时，E类配置的串联谐振电路呈现出更大的阻抗，因此衰减也更大。因此，外部滤波器所需的衰减较低。