照明设备中的核心部分，驱动电路的好坏直接影响到了光源是否高效节能工作。而基于不对称式半桥谐振变换器设计的驱动电路在大功率中应用较多，本文即针对不对称式半桥谐振变换器进行了分析，横向对比SRC、PRC、LLC谐振变换器后，对性能最好的不对称式半桥LLC谐振变换器做仿真分析，获得了相关计算数据，验证了LLC不对称式半桥谐振器具有优良性能，并提出了优化方法。

　　近年来随着“节能减排、低碳社会”的持续深入建设，LED照明技术获得了长足发展，LED(Light Emitting Diode)是一种新型半导体固态光源，具有节能环保、长寿命等显著优点，因此，在全球能源日趋紧张和环保压力日益加剧的情况下，使用LED半导体照明是最佳选择。作为LED照明最核心的部分，驱动电路也为了适应不一样市场不一样的要求而发展出众多的设计架构。不同的架构直接影响着光源的发光效率和常态寿命。从目前已研发出的驱动电路品种来看，输入整流-PFC调整-DC／DC-输出端分块已成为综合情况最合理的设计模式。但是这种设计模式更多的是按经验摸索而来，还缺乏对局部电路深入的分析。本文就根据主流设计电路结构，对驱动电路中重要组成部分-谐振变换器做细致对比分析，研究常用的3种谐振变换器各自特点。这3种谐振变换器分别：串联谐振变换器(SRC)、并联谐振变换器(PRC)、LLC型谐振变换器。其中LLC型谐振变换器为不对称式半桥设计，横向对比3种变换器特点后，针对理论分析最优良的LLC型谐振变换器做电路仿真分析，得出电路相关参数，获得了电路的仿真数据，验证了电路功能，得出了LLC型不对称式半桥谐振变换器在抑制驱动电路噪声、减小对反馈电路和其它电路

　　LED驱动电路特别是大功率驱动电路中目前普遍要求实现增大功率密度，缩小设计尺寸的目标，但是这又和开关损耗这一存在事实相抵触，于是出现了替代传统变压器-滤波器的谐振切换技术。谐振切换技术按正弦波处理功率，并且开关器件可以很方便地软换向。因此，开关损耗和噪声可大幅度减少。常规谐振器使用串联的电感作为谐振网络，负载连接有两种基本结构：串联和并联。

　　对于串联谐振变换器(SRC)，原理图如图1所示，整流负载网络与一个LC谐振网络串联。谐振网络与负载作为一个分压器，通过改变驱动电压Vd的频率，改变谐振网络的阻抗。输入电压将分配到这部分阻抗和反射负载上。因为是一个分压器，SRC直流增益始终小于1。在小负载条件下，负载阻抗相对于与谐振网络的阻抗非常大，全部输入电压落在负载上。这使得我们很难在小负载条件下调节输出。理论上，在没有负载的情况下调节输出，频率会变为无限大。

　　对于并联谐振变换器(PRC)，原理图如图2所示，整流负载网络与谐振电容是并联的。由于负载同谐振网络是并联的，因此不可避免地存在着大量的循环电流。这使得人们难以在大功率场合下使用并联谐振电路。

　　为了解决传统谐振变换器的局限性，提出了LLC谐振变换器。一般来说，LLC谐振拓扑包括3部分：方波发生器，谐振网络和整流器网络，如图3所示。

　　对比常规谐振器，LLC型谐振变换器具有许多优点。首先，它可以在输入和负载大范围变化的情况下调节输出，同时开关频率变化相对很小。第二，它可以在整个运行范围内，实现零电压切换(ZVS)。最后，所有寄生元件，包括所有半导体器件的结电容与变压器的漏磁电感和激磁电感，都是用来实现ZVS的，工作原理和基波近似。图3中，Lm是变压器激磁电感，LLC谐振变换器的工作原理和传统LC串联谐振变换器是类似的。唯一不同的是，激磁电感比较小，因此Lm和Cr之间的谐振会影响变换器的工作。由于激磁电感较小，存在着相当大的励磁电流(Im)。

　　在方波发生器部份，通过每次切换以50％占空比交替驱动开关Q1和Q2产生方波电压Vd。方波发生器级可设计成一个全桥或半桥型。

　　谐振网络包括一个电容器，变压器的漏磁电感和激磁电感。谐振网络可以过滤掉高次谐波电流。因此，即使方波电压应用于谐振网络，基本上只有正弦电流允许流经谐振网络。电流(Ir)滞后于施加于谐振网络的电压(也就是说，方波电压(Vd)的基波施加到半桥上)，这允许零电压开启MOSFET。当电流流经反向并联二极管时，MOSFET开启电压为零。

　　整流网络通过整流二极管和电容器调整交流电，输出直流电压。整流网络可设计成一个带有电容输出滤波器的全波桥或中心抽头结构。

　　相对于串联、并联布局方式，LLC谐振变换器调频控制输出电压不受宽电压输入时占空比缺失的影响，副边整流二极管零电流关断克服反向恢复损耗，更以其同时兼具空载工作上的能力和适应较宽输入电压的能力，理所当然的受到业界的欢迎。

　　在图5中，fo是由Lr决定的谐振频率，Cr由Lp决定的，fp由Cr决定。从仿真结果我们大家可以确认，合适的工作范围是当谐振频率处于fo和fp之间的时候，即37～61 kHz之间。当负载Q变小的时候，峰值增益频率会随之向fp移动，当负载Q变大的时候，峰值增益频率会向fo移动。

　　如图6所示，LLC谐振变换器中副边二极管上的电压应力比较小，是因为副边二极管上的电压应力是输出电压的2倍，因此，在LLC谐振变换器中可以再一次进行选择耐压比较低的二极管，从而能够提高电路的效率。Q1此时实现了ZVS开通，副边整流二极管是ZCS(零电流)关断，而且此时的MOSFET的ZVS开通及整流二极管ZCS的关断较为容易实现。这样大大减小了电路中的损耗，提高了LLC变换器的效率，有些LLC变换器的效率还可以达到95％，这个效率相当可观。同时，LLC谐振变换器中上下开关管的占空比是相等的，因此导致变压器不会产生直流偏置现象，从而输出纯净的直流信号，驱动LED光源稳定工作。这样的优点使得LLC式电路能够较好的完成大功率LED驱动电路中的变换工作，实现高功率因数的目标。

　　在实际电路中，由于通常会在LLC谐振变换器前端接入PFC级以保证输入信号的稳定，所以只需考虑输出端，以实现优化。而最重要的参数为Lm，下面即对Lm考虑优化参数。在f=fr时，变换器有着最大的的变换效率，因此能将最低输出电压时的频率f设为fr，这样整个电路任何一个时间里的工作频率都符合ffr的条件，同时利用f=fr，即可求出任意负载时的最优的Lm：

　　另一方面要实现开关管的ZVS，必须在死区时间内让即将开通开关管的结电容放电直到电量放完，电压降到零而已关断的开关管则同时将其结电容充电电压充到输电压，于是有

　　另外，实验证明在实际的半桥LLC谐振变换器设计中，磁芯材料也是决定Lm大小的因素之一，选择正真适合的磁芯材料能达到Lm大小与变压器自身损耗之间有一个比较优化的组合，因此这也是优化，Lm时需要仔细考虑的。

　　通过对3种布局的谐振器理论分析和LLC布局的电路仿真，验证了LLC的电路功能，阐述了LLC布局方式优点的内部机理，最后提出了LLC谐振转换器的最佳Lm优化方法。