拓扑方法之一。移相方法使用开关管的结电容和高频变压器的漏电感或原边串联电感作为谐振进步开关频率、进步功率、减小尺度及减轻质量供给了杰出的条件。但是，传统的移相的输出整流二极管存在反向恢复进程，会引起寄生振动，二极管上存在很高的尖峰电压，需添加阻容吸收回路进行按捺，文献提出了两种带箝位二极管的拓扑，可以很好地按捺寄生振动。本文采纳文献提出的拓扑结构，规划了一台280 W移相软开关DC/DC变换器，该变换器输入电压为194～310 V，输出电压为76V。

　　本规划所选用的主电路拓扑如图1所示。其间VQ1～VQ4为4个开关管，VD1～VD4分别是4个开关管的寄生二极管，C1～C4分别为4个开关管的结电容和外接电容，VQ5和VQ6是2个箝位二极管，Lr是谐振电感，VDR1和VDR5为输出整流二极管，CDR1和CDR2为输出整流二极管的等效并联电容。VQ1和VQ3组成超前桥臂，VQ2和VQ4组成滞后桥臂，每个桥臂的2个开关管互补180导通，2个桥臂的导通角相差1个相位。即移相角，通过调理该相位就能调理输出电压。这种拓扑通过添加2个箝位二极管VQ5、VQ6来消除次级整流管反向恢复引起的电压振动，减小了次级整流管的电压应力，而且箝位二极管VQ5、VQ6，在一个周期里分别只导通一次，减小了二极管VQ5，VQ6的电流损耗，进步了变换器的功率。图2为变换器的作业波形，其间，iLr为Lr上的电流，ip为变压器原边电流，UAB为A、B两点电压差，iD5为VD5的电流，iD6为VD6的电流。

　　图2中，在一个开关周期中，该变换器有16种开关状况，这儿只剖析前8种状况。在剖析前，先作如下假定：除输出整流二极管外，一切开关管、二极管、电感和电容均为抱负器材：变压器的漏感很小，可忽略不计;LfLr/K2(K是变压器原副边匝比)：输出整流二极管等效为一个抱负二极管和一只电容的并联。

　　1)状况1[t0，t1]：在t0时刻曾经，VQ1，VQ4和VDRl导通。在t0时刻，VQ1关断，谐振电感上的电流iLr对C1充电，对C2放电，因为有C1和C2，VQ1为零电压关断，VD5和VD6不导通。

　　2)状况2t1，t2]：t1时刻，C3的电压降为O，VD3天然导通，此刻可以零电压开VQ3。CDR2持续放电，iLr与变压器原边电流ip持续下降。

　　3)状况3[t2，t3]：t2时刻，CDR2彻底放电，VDR2导通，2个整流二极管都导通，副边短接，iLr和ip持平，处于天然续流状况。

　　4)状况4[t3，t4]：t3时刻，关断VQ4，ip给C2放电，给C4充电，iLr和ip持平，一同线]：t4时刻，VD2导通，VD2可以零电压注册。t5时刻，ip由正向过零，且向负方向添加，因为ip不足以供给负载电流，VDR1和VDR2依然导通，Vin悉数加在Lr上，iLr和ip一起线流过悉数负载电流。Lr与CDR1谐振，给CDR1充电，iLr和ip持续线Vm，VD6导通，将原边电压箝位在Vin，因而CDR1电压被箝位在2Vin/K，到t8时刻，ip等于iLr，VD6关断。

　　8)状况8[t8，t9]：在此状况中，原边给负载供给能量，iLr和ip持平。

　　输出滤波电感应可以存储足够大的能量，可以在次级整流管天然续流时为负载供给接连的电流。当变换器输入为310 V时，续流时刻最大，为：

　　图3为超前臂的ZVS波形，图4为滞后臂的ZVS波形。输入电压为250 V，VCS为驱动电压，VDS为漏源电压，由图3和图4可以精确的看出变换器的超前臂和滞后臂都能轻松完成零电压注册。

　　图5为输出整流二极管VDR1电压波形，VDR1为VDR1两头的端电压，由图5可知，VDR1关断后，通过很小一段时刻，箝位二极管VD6注册，将VDR1箝位，没再次呈现电压振动，当VD6截止后，呈现了很小的电压振动，电压尖峰值不大于箝位电压，因而次级整流管的的电压应力可以大幅度减小。

　　本文剖析了一种移相全桥软开关变换器的拓扑，在剖析的基础上规划了一台280 W的软开关DC/DC变换器，该变换器在变压器原边选用2个箝位二极管。试验证明，该计划在完成开关管零电压开关的一起，可以有效地按捺输出整流二极管反向恢复所带来的电压振动，减小了次级整流二极管的电压应力。